您的轉換器在測試台上運作正常。但到了EMC實驗室後，掃描卻失敗了。更糟的是，它甚至可能在運輸過程中阻塞了附近的無線鏈路。
電磁幹擾不能只被視為一個可有可無的選項。在交直流轉換中，電磁幹擾抑制可以同時保障三方面：符合法規要求、產品安全、系統長期可靠性。電磁相容性問題往往在後期才顯現出來，而此時重新設計的成本最高。
首先要從物理原理入手。找到噪音源，追蹤耦合路徑，然後選擇合適的濾波器。本指南面向硬體工程師和產品團隊，他們每天都需要在電路板設計與製造流程之間權衡取捨。
關鍵要點
首先找到雜訊源和耦合路徑，然後選擇合適的濾波器。
差模雜訊需要LC濾波器。共模雜訊需要扼流圈和Y電容。
在連接器處安裝輸入濾波器。保持 Y 電容迴路與機殼短接。
對每個LC級進行阻尼，以防止振鈴並保持輸入穩定。
儘早進行台架預合規性測試，以便在實驗室檢測前發現排放問題。
交流-直流轉換中的雜訊源
轉換效率權衡
每個交流-直流轉換級都需要在效率和雜訊之間進行權衡。提高開關頻率可以縮小變壓器尺寸並降低鐵芯損耗。但同樣的快速邊緣也會導致電壓和電流的急遽變化。快速邊緣意味著較高的dv/dt和di/dt，而這些變化會引發傳導和輻射發射。
這裡存在一個棘手的問題。更高的開關頻率可以提高開關電源的功率密度，但同時也會將諧波能量推向濾波器效果不佳的頻段。較慢的開關邊緣可以柔化電磁幹擾頻譜，但會增加開關的耗電量。你應該將此視為一個設計變量，而不是一個固定的設定。同時選擇開關頻率和閘極驅動功率，然後儘早檢查所產生的頻譜。
利用傅立葉分析讀取噪聲
開關波形是一串週期性的脈衝。傅立葉分析可以將這串脈衝分解為基波及其諧波。諧波振幅隨頻率降低而減小，包絡斜率取決於上升時間和下降時間。在製作電路板之前，您可以利用這一點來預測最嚴重的輻射會落在哪個區域。
頻譜中的陷波頻率來自脈衝編碼訊號的傅立葉變換。一項研究僅針對脈衝序列推導了這些陷波方程，而非整個轉換器。模擬與測量得到的陷波頻率與推導出的方程式吻合良好，作者將整個轉換器的推導留待後續研究。
本文給出了陷波頻率的理論推導，其中推導的方程式對應於脈衝編碼訊號的傅立葉變換，而非完整的轉換器系統。模擬與實驗得到的陷波頻率與推導的理論方程式吻合良好，而完整轉換器的推導則留待後續工作。
請謹慎使用此結果。脈衝序列模型可為交流/直流轉換器中的雜訊抑制規劃提供有用的初步估計。但它無法捕捉開關電源中的所有諧振，因此需要在實驗台上驗證預測結果。
電磁幹擾的主要耦合機制
噪音需要一定的途徑才能成為問題。電磁幹擾的主要耦合機制可分為兩大類。每一類機制的作用方式各不相同，因此需要不同的解決方法。
傳導和輻射路徑
傳導耦合需要直接接觸。噪音源和接收器共用一條導線、電纜、PCB走線或金屬外殼。噪音隨後沿著該導體以共模或差模電流的形式傳播。輻射耦合的工作原理則不同。雜訊源和接收器就像無線電天線一樣。雜訊源透過開放空間發射電磁波，而接收器則接收到該電磁波。
耦合路徑 | 機制 | 關鍵特徵 |
|---|---|---|
導電 | 來源和接收器之間的直接接觸路徑 | 雜訊可透過傳輸線、導線、電纜、PCB走線或金屬外殼形成；雜訊在導體上表現為共模或差模雜訊。 |
輻射 | 訊號源和接收器充當無線電天線。 | 輻射源發出電磁波，該電磁波在開放空間中傳播，並被受害者接收到。 |
電感耦合，包括電容耦合和磁耦合，也存在。與導電和輻射路徑相比，電感耦合的情況較為少見。調試故障電路板時，應依下列順序檢查輻射、導電或電感/電容耦合。前兩種情況可以解釋大多數故障。
為什麼佈局形狀耦合
佈局決定了每種電磁幹擾耦合機制的強度。一場技術研討會使用實際測量的直流/直流轉換器來展示這一點。不同的PCB佈局直接改變了轉換器的電磁幹擾特性。被動元件的放置和選擇也會影響電磁相容性效能。研討會也介紹了滿足CISPR32 B類150 kHz至1 GHz頻率範圍限制的濾波策略。此頻率範圍表明，必須同時管理佈局驅動的耦合和濾波。
在濾波器內部，組件之間的距離很重要：
PFC 和 CM 扼流圈之間的磁近場耦合會降低 EMI 濾波器的插入損耗。
佈局、屏蔽和共模扼流圈設計可減少磁近場耦合並抑制雜訊。
兩個並聯電容器之間的耦合會改變濾波器的特性；負互耦合可以抵消電容器的等效串聯電阻 (ESL)。
在CLC濾波器中，平衡電容器之間的寄生電感和電容耦合可以優化性能。
在兩級濾波器中，串聯電感器整合方法利用近場耦合來改善低頻 DM 性能。
良好的佈局能夠在添加任何過濾部件之前降低排放。先調整幾何形狀，然後再調整濾鏡。
差模雜訊與共模雜訊
定義 DM 和 CM 噪音
在確定噪音的傳播模式之前，無法消除噪音。這兩種模式在方向、路徑和消除方法上都存在差異。
共模是指訊號或雜訊在一對線路中沿相同方向流動；差模（正常模）是指訊號或雜訊在一對線路中沿相反方向流動。
差模雜訊沿著一條導線輸出，然後沿其返迴路徑返回。共模雜訊則沿著兩條導線以相同的方式流動，並透過接地線或機殼返回。這種差異決定了您需要選擇哪種濾波器。
方面 | 差模噪音 | 共模噪聲 |
|---|---|---|
定義 | 雜訊透過兩條導線傳輸，一條出線，一條迴線 | 無論出入路徑如何，雜訊電流都會以相同的方式流經兩個導體。 |
當前方向 | 反向流動（電流相互抵消）；也稱為正常模式 | 兩個導體方向相同 |
傳播 | 始終位於電源/訊號線對內 | 雖然電壓較低，但擴散範圍很廣。 |
典型起源 | 電源和訊號電流 | 輻射噪音透過金屬外殼或地板洩漏到其他設備中。 |
抑制 | LC濾波器（感測器+電容器）濾波 | LC濾波器不起作用；需要一個共模濾波器，並在輸入端增加一個電容。 |
單靠LC濾波器無法消除共模電磁幹擾。你需要一個共模扼流圈和一個輸入端電容。
使用 LISN 測量噪聲
線路阻抗穩定網路為交流/直流轉換器雜訊測量提供穩定的參考阻抗。它為轉換器設定一個阻抗，並隔離市電。此網路輸出兩個電壓，一個在相線上 (Vp)，一個在零線上 (Vn)。這兩個電壓與模式電流的關係為：Vp = 50(ICM + IDM)，Vn = 50(ICM − IDM)，其中 50 的單位為歐姆。將兩個輸出相加，差模項相互抵消，得到兩倍的共模電壓。將它們相減，共模項再次相互抵消，得到兩倍的差模電壓。測量前必須執行此操作，因為分析儀會遺失相位資訊。
一個切實可行的步驟會有幫助：
請記住，LISN 測量的是兩種模式的總和，而不能單獨分離它們。
將射頻電流探頭夾在火線和零線上，以讀取共模電流。
將兩根導線沿相反方向穿過探頭，以讀取差模電流；讀數高 6 dB。
電流不要超過探頭的最大額定電流。
比較兩種讀數，看看哪種模式占主導地位，然後調整濾波器的大小。
此步驟會告訴您是否需要添加差模電感或交叉電容。它還會顯示傳導發射何時來自共模路徑。
選擇直流/直流輸入的EMI濾波器
為 DC/DC 輸入選擇 EMI 濾波器時，首先要確定所需的截止頻率。將 LC 濾波器的截止頻率設定為開關頻率的十分之一左右。例如，一個 1 MHz 的轉換器就需要一個 100 kHz 的截止頻率。在這個頻率範圍內，理想的二階低通 EMI 濾波器在基頻處可以提供約 40 dB 的衰減。實際電路板的衰減通常較低，約 30 dB，因為電容的靜電幹擾 (ESL) 和走線電感會使衰減曲線變平。
參數 | 目標 | 實用提示 |
|---|---|---|
截止頻率 | 開關頻率的約十分之一 | 基頻處的理想衰減接近 40 dB |
衰減斜率 | 理想情況下為 40 dB/十倍頻程 | 寄生參數會降低實際斜率 |
電感值 | 0.47 µH 至 22 µH | 降低電感可以減少直流電阻和尺寸。 |
1μF 至 100μF | 檢查電壓額定值和溫度漂移 | |
阻尼 Q | 0.5年到0.8年 | 增加一個阻尼電容，其容量為輸入電容的3-4倍。 |
LC濾波器基礎知識與電壓降
單級LC低通濾波器是最簡單的選擇。 π型濾波器或多級網路適用於更嚴格的限製或阻抗變化較大的情況。增加電容級數可以改善高頻衰減，但會增加突波電流並改變阻尼。每增加一級後，請重新檢查穩定性。
注意電感器兩端的直流電壓降。直流電阻 (DCR) 會消耗裕量，即使是額定電流為峰值電流的裝置，在熱插拔時也可能飽和。電感器的額定電流應根據峰值電流來決定，而不是平均電流。保持高 di/dt 迴路的短路徑：將電感器靠近轉換器輸入引腳放置，並使電流沿著短路徑返回。
阻尼用於穩定性和質心減小
無阻尼濾波器會產生振盪。濾波器的輸出阻抗必須在整個控制迴路頻寬內遠低於轉換器的輸入阻抗。這就是米德爾布魯克準則，忽略它會導致電壓驟降、過衝過大和輸入振盪。在動手焊接之前，你可以用這條規則來檢查並選擇EMI濾波器。
有多種阻尼方案可供選擇：
高損耗磁性材料（Micrometals Mix-41、44 和 73）在通過基頻電流的同時抑制濾波器諧振。
阻尼電路將截止頻率處的峰值保持在 2-3 dB 以下，從而阻止 MIL-STD-461F/G CS101 等測試中的雜訊放大。
RC緩衝電路和濾波電容器中的電阻阻尼使響應穩定。
當被動元件佔用太多電路板空間時，主動阻尼是另一種選擇。
使用頻率響應分析來檢查阻尼，而不只是進行時域測試。需要注意一個權衡：提高回授迴路增益可以改善雜訊抑制和電磁幹擾濾除，但如果不進行適當的補償，可能會降低相位裕度。對於共模幹擾，應在輸入端添加扼流圈和Y電容；僅靠LC電路無法消除共模幹擾。這些類型的電磁幹擾濾波器協同工作，正確的組合可以將電磁幹擾控制在限值以下。
低電磁幹擾的交流/直流前端設計
整流、大容量電容器和突波電流限制
前端電路決定了後續所有電路的雜訊等級。首先要考慮的是大容量電容。未充電的電解電容在通電時會起到直流短路的作用。這種短路會產生很大的突波電流，而突波電流會對整流器、保險絲、連接器以及電容本身造成壓力。突波電流限制器的容量應該根據儲存的能量以及突波電流重複出現的頻率來確定，而不僅僅是根據首次插入電源的情況。
電容的等效串聯電阻 (ESR) 比漣波的影響更大。極低的 ESR 會提高整流器的峰值電流，因此在選擇元件時，應考慮電路佈局和串聯電阻，而不僅依賴電容值。更換元件時，應檢查 ESR 與頻率的關係以及漣波降額。漣波電流額定值和 ESR 決定元件是否能正常運作，而不僅僅是電容值和電壓。
參數/選擇 | 對漣漪的影響 | 對突波電流/整流器應力的影響 | 設計說明 |
|---|---|---|---|
電容器ESR（過低） | 改變輸出漣波；與靜電放電 (ESL) 相互作用，實現嗡嗡聲/雜訊耦合 | 極低的ESR值會增加整流器的峰值電流。 | 透過佈局和可選的小串聯電阻進行平衡 |
電容器ESR（與原廠不同） | 改變輸出紋波和控制迴路穩定性 | 改變湧入行為 | 驗證ESR與頻率和紋波降額的關係 |
漣波電流額定值 | 低評級的替代品可能運行溫度更高，老化速度更快。 |
| 漣波電流和ESR決定生存能力 |
體電容 |
| 未充電的電解電容器在通電時看起來像直流短路。 | 使用NTC熱敏電阻、主動限幅器或預充電電阻/繼電器 |
整流器/返回節點放置 | 將電容器靠近整流器放置可以降低漣波耦合。 |
| 星形接地和RC/LC濾波有助於提高敏感導軌的性能 |
並聯電容器 | 提高波紋能力並降低有效ESR |
| 對稱的銅纜佈線和匹配的迴路面積均勻分流電流 |
將大容量電容放置在靠近整流器和回流節點的位置。對敏感電源軌採用星形接地和RC或LC濾波可以降低交流聲和雜訊耦合。並聯電容可以提高漣波抑制能力並降低有效ESR，前提是銅線佈線均勻且迴路面積匹配，使電流均勻分配。
對於突波電流，NTC熱敏電阻價格低廉且結構簡單，但啟動後運轉溫度較高且會造成功率損耗。主動限流成本更高，需要控制邏輯，但可以消除穩態損耗。在做決定之前，請先權衡熱裕量、物料清單成本和組裝複雜性。
PFC、Y 電容器和共模扼流圈
PFC級會在主轉換器的基礎上增加自身的開關雜訊。它的開關頻率和諧波會與輸入濾波器相互作用，因此應將PFC和濾波器視為整體設計問題。檢查濾波器截止頻率與PFC開關頻率的關係，然後在實驗台上確認衰減。
安全電容器位於電源前端的EMI濾波器中，通常與輸入電纜上的鐵氧體電感器以及濾波級中的共模或差模電感器相鄰。 Y類電容器透過提供一個共用的並聯點接地來處理共模雜訊。對於交流輸入到直流電源的情況，一個Y類電容器將火線接地，另一個將零線接地。
Y電容用於濾除共模噪聲，連接在電源線和機箱之間。交流前端產品採用整合輸入濾波器，該濾波器包含共模扼流圈、Y電容和X電容。
元件
位置（連接）
在電磁幹擾濾波中的作用
Y電容器（CY）
線路接地和中性線接地
濾除共模噪聲
共模扼流圈（L1，L2）
在“線路和中性線”系列文章中
提供電感以進行共模濾波
X 電容器 (CX)
線對中性線
濾波差模噪聲
將共模扼流圈置於電流路徑中的 Y 電容之前，並保持 Y 電容的迴路短而直接連接到機殼。過長的迴路會增加電感，進而破壞分流電路。這種設定是開關模式 AC/DC 電源低電磁幹擾 (EMI) 設計的基礎，在選擇 EMI 濾波器以實現嚴格控制時尤其重要。 AC/DC 轉換器良好的傳導 EMI 性能不僅取決於裝置參數，還取決於前端電路的幾何結構。將 AC/DC 轉換視為一個鏈：整流器、增益級、功率因數校正 (PFC) 和濾波器。每個環節都會影響需要抑制的電磁幹擾。
拓撲結構和轉換器選擇
回掃式諧振與LLC諧振的權衡
在選擇濾波器元件之前，你所選擇的拓樸結構就已經決定了雜訊等級。反激式電路屬於脈寬調變（PWM）硬開關電路。電晶體導通時，其兩端仍保持較高的電壓。寄生電容會充電至該電壓，然後在電晶體導通時將能量釋放出來。這些能量以熱和電磁幹擾（EMI）的形式散發出去。
LLC諧振變換器的工作原理不同。其諧振槽使導通電壓與電路的自然電壓和電流波形相匹配，使開關電壓為零（ZVS）。軟開關技術降低了電容損耗。其結果是在高功率水平下具有更好的電磁相容性，而硬開關反激式變換器在高功率水平下則難以做到這一點。
屬性 | 飛回來 | LLC共振 |
|---|---|---|
切換模式 | 施加電壓下的硬開關 | 基於諧振槽的軟開關（ZVS） |
開機損失 | 電容能量以熱和電磁幹擾的形式釋放。 | 切換與自然波形同步 |
電磁幹擾的影響 | 在高頻和高電壓下情況更糟 | 減少損耗，提高相容性 |
設計權衡 | 更簡單的監管 | 更優惠的EMI，更複雜的監管 |
LLC 電路的增益需要更複雜的控制。輸出穩壓通常需要頻率調製，同時設計也需要保持零電壓開關 (ZVS)。對於低功率和簡單的控制，應選擇反激式電路。當高功率下效率和輻射都很重要時，應選擇 LLC 電路。
變壓器設計和光耦合器回饋
變壓器既像天線又像磁性元件。繞組在視窗內的排列方式直接影響漏感和寄生電容，而這兩者都會影響電磁幹擾和效率。緊密的層疊排列可以降低漏感，從而減少緩衝電路或箝位電路需要吸收的能量。交錯排列也能增強耦合，但會增加電容。
繞組間的電容會將共模雜訊耦合到隔離層上。高電容會降低共模性能，並增加EMI濾波器的負載。三明治結構（初級-次級-初級）可以降低漏電，但會增加絕緣難度。為了滿足傳導和輻射雜訊的限制，通常需要屏蔽繞組和共模扼流圈。
注意：選擇導線直徑時要慎重。較小的直徑可以降低寄生電容和趨膚效應，但會損失更高的電流密度。
光耦合器的回饋迴路透過同一屏障閉合。應使光耦合器及其補償網路遠離開關節點，並將回授走線避開變壓器間隙。耦合到回授路徑中的雜訊會表現為抖動，而抖動會以濾波器未調諧的方式擴展電磁幹擾頻譜。在交流-直流轉換中，應將變壓器、屏障和回饋迴路視為整體佈局問題。
佈局的EMC和EMI設計策略
濾波器放置和高頻電流路徑
好的EMC和EMI設計策略始於回流路徑。高頻電流會選擇阻抗最小的路徑，而不是原理圖上繪製的路徑。為該電流提供可靠的接地層，使其保持在走線下方。避免高頻走線下方出現接地斷路。如果無法避免斷路，則使用並聯電容進行橋接。
將輸入濾波器直接放置在連接器處，防止雜訊擴散到整個電路板。開關穩壓器應遠離射頻和類比電路部分。高頻走線應盡可能短，並使用 45 度或弧形彎頭代替 90 度直角。
佈局策略 | 關鍵實踐 | 指導 |
|---|---|---|
實心接地平面 | 給地面鋪上一層完整的土。 | 保持回流電流在跡線下方 |
地面裂開 | 利用縫合電容器彌合間隙 | 將電容器縫合在間隙中 |
守衛痕跡 | 側向敏感線路，用過孔接地 | 過孔間距為λ/20；串擾降低高達~20 dB |
去耦 | 電源接腳附近的陶瓷、低靜電放電元件 | 引腳間距 1–2 毫米範圍內電容為 0.01–0.1 µF |
受控阻抗 | 使走線阻抗與系統匹配 | 射頻 50 Ω； FR-4 εr ≈ 4.2 |
選擇EMI濾波器時，不僅要注意其參數值，還要檢查其位置。如果濾波器位於長走線之後，則會拾取走線本身輻射的雜訊。應在實際電路板上使用實際的電路迴路測試EMI濾波器。只有當並聯電容與接地之間有直接的短路路徑時，濾波才能有效。
注意：遠離引腳的去耦電容會增加電感，並且在高頻下會失去其作用。
爬電距離、間隙和IEC 62368間距
安全間距先於電氣性能限制濾波器的佈局。 IEC 62368 標準規定了隔離柵兩側的爬電距離和間隙。 Y 電容和共模扼流圈就位於隔離柵上。它們的焊盤、走線和插槽都必須符合規定的距離要求。
測量表面爬電距離和空氣間隙。在電路板上開槽可以增加爬電距離，而不會增加高度。將Y電容的回流線直接連接到機箱，並確保其他走線遠離該區域。移動濾波器元件後，再次檢查間距。即使佈局通過了傳導限值，也可能無法通過安全審查。
標準、限制和預合規性
CISPR 32 和 EN 55032 傳導和輻射限值
CISPR 32 和 EN 55032 標準規定了多媒體設備的輻射發射限值。此標準涵蓋傳導和輻射發射。商用設備的傳導限值適用於 9 kHz 至 30 MHz 的頻率範圍。輻射限值則適用於 30 MHz 以上的頻率範圍。您的 AC/DC 前端直接連接到市電，因此會受到完整的傳導限值影響。下游的 DC/DC 等級雖然電源雜訊較低，但其開關雜訊仍會回饋到轉換器中。因此，應將交流輸入端視為最嚴格的測試點。
您使用的線性阻抗穩定網路 (LISN) 取決於輸入類型。商用交流電源需要 50 μH + 5 Ω || 50 Ω 的網絡，例如 Tekbox TBLC08。直流汽車電路則使用 5 μH || 50 Ω 的網絡，例如 Tekbox TBOH01。兩者都無需消音室即可提供可重複的讀數。
台架預合規性測試
實驗室操作流程可以在送檢前發現大多數問題。請依照以下步驟操作：
確定目標標準，例如CISPR 32 或 EN 55032。
在大接地平面上方設定頻譜分析儀、前級放大器、近場探頭組和 LISN。
使用近場探針掃描電路板和電纜，找出熱點。
修復佈局、屏蔽或濾波問題，然後重新測試並進行比較。
一旦保證金看起來安全，即可提交認證申請。
近場探頭僅在幾公分的近距離內工作。它們提供的是相對讀數，因此只能用於定位訊號源，而不能用於驗證限幅值。瞬態限幅器是必要的。交流電啟動瞬態可向額定射頻功率為 +20 dBm 至 +30 dBm 的混頻二極體放電高達 ±325 V。像 Tekbox TBFL1 這樣的限幅器可在 5 W 過載的情況下將輸出限制在 +11 dBm。
IEC 62368 標準規定的安全間距對這項工作有所限制。 Y 電容焊盤和共模扼流圈走線必須符合規定的爬電距離和間隙要求。每次更換濾波器後，請再次檢查間距。
散熱、外殼和製造導向的設計之間的權衡
隔熱、屏蔽和封閉效應
轉換器內部散熱和屏蔽都佔用相同的空間。外殼設計、氣流以及零件的放置位置都會影響溫度。必須在最終外殼內部檢查降額，而不是在開放式工作台上。在工作台上保持低溫的部件，一旦外殼關閉，溫度就可能超過其額定值。
持續運作或在惡劣環境下工作需要額外的散熱裕量。此裕量用於應對老化、灰塵積聚以及最惡劣的工作條件。在通風有限的小型機箱中，即使是微小的效率損失也會顯著降低可用功率。因此，在最終確定機械設計之前，請務必先規劃好散熱預算。
屏蔽可以直接改變電磁幹擾 (EMI)。板載模組通常位於輸入連接附近。屏蔽效果不佳會導致輻射干擾在這些連接上產生傳導雜訊。塑膠模組外殼通常完全不具備屏蔽作用。可選的外殼套件可以減少耦合到電源導體的輻射。將機械措施與電氣措施結合：屏蔽、精心佈局、更小的迴路面積、可靠的接地層，以及濾波、去耦、阻尼和旁路。這些措施的組合有助於達到 EN 55022 B 級等合規性目標。
濾波器組件的DFM約束
你的EMI濾波器必須能夠順利通過組裝線，而不僅僅是實驗室。細線共模扼流圈在搬運過程中容易斷裂。大X電容需要設定禁區，這會影響你的佈局設計。選擇標準封裝和捲帶包裝的元件。確保貼片機能夠處理元件的尺寸和重量。
阻尼元件會增加成本和回流焊接步驟。阻尼電容的體積是輸入電容的三到四倍，會佔用電路板面積，而且可能需要使用不同的介質材料。對於每個新增元件，都要檢查焊點分佈。向製造商諮詢小型電容靠近大熱質量元件時可能出現的立柱效應風險。
測試點和調諧墊在預合規性測試中非常有用。但批量生產時也會增加成本。儘早決定哪些墊子保留，哪些移除。在每次修改中保持濾波器佈局的穩定性，因為移動墊會改變寄生耦合，從而影響傳導測試結果。將每次濾波器更改都視為設計更改，需要重新進行台架掃描。
首先確定噪聲類型和耦合路徑。然後選擇並放置與之匹配的濾波器。這樣的順序可以避免盲目猜測。
三個習慣至關重要。對每個LC級進行阻尼處理，以保持輸入穩定。即使移動了元件，也要遵守Y電容和IEC 62368間距限制。儘早進行桌上型預一致性測試，以便在實驗室測試前發現傳導發射。
將EMI視為一個迭代的板級任務，而不是故障後的修復：
在規範制定過程中設定EMC目標。
使用頻譜分析儀和近場探頭進行逐步測試。
只調整故障的頻率。
儘早權衡製造業的利弊。屏蔽層會阻礙散熱，而細間距結構會增加成本。讓濾波器設計師和PCB供應商參與AC-DC轉換方案的評審。即使是微小的需求變更也可能導致徹底的重新設計。
常見問題
掃描失敗時，應該先排查哪種噪音模式？
在接觸元件之前，先將模式分開。將射頻電流探頭夾在火線和零線之間，讀取共模電流。將兩根導線沿相反方向穿過探頭，讀取差模電流。比較兩種模式的讀數，然後根據主導模式決定EMI濾波器的尺寸。
為什麼LC電路無法抑制共模雜訊？
差模電流從一條導線流出，從另一根導線返回。共模電流則在兩條導線上以相同的方式流動，並透過機殼或接地線返回。 LC電路僅分流差模電流。你需要一個共模扼流圈和一個輸入端的Y電容來抑制共模電流。
如何防止濾波器產生振鈴或振盪？
在控制環路頻寬範圍內，保持濾波器輸出阻抗遠低於轉換器輸入阻抗。這是米德爾布魯克準則。增加阻尼以使截止頻率處的峰值保持較低，並使用頻域響應分析而不是僅使用時域測試來檢查響應。
輸入濾波器應該安裝在電路板的什麼位置？
將它們放置在連接器處，以防止雜訊擴散到整個電路板。保持 Y 電容的迴路短，並直接連接到機箱。並聯電容需要緊密接地，否則走線電感會降低其效果。在實際電路板上使用實際迴路測試濾波器。
